Most, hogy már áttanulmányoztuk a vezetékes és a vezeték nélküli csatornákat, figyelmünket a digitális információ továbbítására fordítjuk. A vezetékes és vezeték nélküli csatornák analóg jeleket hordoznak, mint amilyen például az állandóan változó villamos feszültség, a fényintenzitás vagy a hangerősség. A digitális információ továbbításához ki kell találnunk, hogy az analóg jelek miként ábrázoljanak biteket. Azt az átalakítási folyamatot, amely a bitek és az azokat ábrázoló jelek közötti átalakítást végzi, digitális modulációnak nevezzük.
Olyan módszerekkel kezdünk, amelyek közvetlenül alakítják át a biteket jelekké. Ezek a módszerek alapsávú átvitelt eredményeznek, amelyben a jel komponensei a nulla és a maximum közötti tartományba eső frekvenciát foglalják el, a jelsebességtől függően. Ez a vezetékeknél általános. Ezután olyan módszerek következnek, melyek változtatják a vivőjel amplitúdóját, fázisát vagy frekvenciáját a bittovábbítás érdekében. Ezek a módszerek áteresztő sávú átvitelt eredményeznek, amiben a jel komponensei a vivőjel frekvenciája körüli frekvenciasávot foglalják el. Ez leginkább a vezeték nélküli és az optikai csatornákra jellemző, ahol a jeleknek egy megadott frekvenciasávban kell tartózkodniuk.
A csatornákon gyakran több jel osztozik. Végtére is, sokkal célszerűbb egy vezetéket használni több jel továbbítására, mint minden jelnek külön vezetéket telepíteni. Ezt a fajta megosztást multiplexelésnek hívjuk. Ez sokféleképpen elérhető. Láthatunk majd példákat idő-, frekvencia- és kódosztásos multiplexelésre is.
A fejezetben leírt modulációs és multiplexelési technikákat széles körben alkalmazzák vezetékes, üvegszálas, földi vezeték nélküli és műholdas csatornák esetében. A következő szakaszokban példahálózatokon mutatjuk be ezeket működés közben.
A digitális moduláció legközvetlenebb formája, ha a pozitív feszültséget használjuk az 1, és a negatív feszültséget a 0 ábrázolására. Üvegszál esetében a fény jelenléte képviseli az 1-et és a hiánya a 0-t. Ezt a sémát NRZ-nek (Non-Return-to-Zero – nullára vissza nem térő) nevezzük. A furcsa névnek történelmi okai vannak, és egyszerűen csak azt jelenti, hogy a jel követi az adatot. Erre látható példa a 2.20.(b) ábrán.
Ha egyszer elküldésre került, az NRZ-jel továbbterjed a vezetéken. A másik végén a vevő bitekké alakítja oly módon, hogy szabályos időközönként mintát vesz a jelből. Ez a jel nem pontosan úgy fog kinézni, mint a küldött jel. A vevő oldalán a csatorna és a zaj által csillapított és torzított lesz. A bitek dekódolásához a vevő a jelből vett mintákat szimbólumokká képezi le. Az NRZ-nél egy pozitív feszültségszint továbbítódik, jelezve azt, hogy 1-est küldtek, és negatív feszültségszint továbbítódik azt jelezve, hogy 0-t küldtek.
Az NRZ jó kiindulópont a vizsgálatainkhoz, mert egyszerű, de a gyakorlatban ritkán használják önmagában. Az összetettebb sémák a mérnöki elgondolásnak jobban megfelelő jelekké tudják alakítani a biteket. Ezeket a sémákat vonali kódoknak nevezzük. Később olyan vonali kódokat mutatunk be, amelyek segítenek a sávszélesség hatékony kihasználásánál, az órajel visszaállításánál és az egyenfeszültség egyensúlyának megteremtésénél.
NRZ esetén a jel ciklikusan változik a negatív és a pozitív szint között 2 bitenként (1-esek és 0-k váltakozása esetén). Ez azt jelenti, hogy legalább B/2 Hz sávszélességre van szükségünk, ha a bitsebesség B bit/sec. Ez a reláció a Nyquist-képletből jön [(2.2) egyenlet]. Ez egy alapvető határérték, tehát az NRZ nem futhat gyorsabban nagyobb sávszélesség használata nélkül. A sávszélesség gyakorta korlátozott erőforrás, még vezetékes csatornák esetén is. Nagyobb frekvenciás jelek nagyobb mértékű csillapítást szenvednek, emiatt kevésbé hasznosak, valamint gyorsabb elektronikát is igényelnek.
A korlátozott sávszélesség használatára egy módszer az, ha több mint két jelszintet alkalmazunk. Például négy feszültségszint használatával 2 bitet is elküldhetünk egyszerre, egyetlen szimbólumként. Ez a megoldás mindaddig működik, amíg a jelteljesítmény a vevőnél eléggé nagy ahhoz, hogy a négy szint megkülönböztethető legyen. A jelszintváltozás sebessége ekkor az adatsebesség fele, tehát a szükséges sávszélesség lecsökkent.
A jel változásának sebességét jelsebességnek (baud rate) vagy szimbólumsebességnek (symbol rate) hívjuk, hogy megkülönböztessük az adatsebességtől. Az adatsebesség egyenlő a jelsebesség szorozva a szimbólumonkénti bitek számával. Egy korábban használatos név a szimbólumsebességre, főleg a telefonmodemnek nevezett, digitális adatokat telefonvonalakon keresztül továbbító eszközökkel összefüggésben, a jelsebesség. A szakirodalomban az „adatsebesség” (bit rate) és a „jelsebesség” (baud rate) gyakran szerepel tévesen.
Fontos megjegyezni, hogy a jelszintek száma nem szükségszerűen kettő valamelyik hatványa. Gyakran nem is az, néhány szintet hibavédelemre, illetve a vevő kialakításának egyszerűsítésére használnak.
Minden olyan séma esetén, ami biteket kódol szimbólumokká, a vevőnek tudnia kell, hogy mikor ér véget egy szimbólum és mikor kezdődik a következő, annak érdekében, hogy helyesen dekódolja a biteket. Az NRZ-nél, ahol a szimbólumok egyszerűen feszültségszintek, a 0-k és 1-esek hosszú sora változatlanul hagyja a jelszintet. Egy idő után elég nehéz megkülönböztetni a biteket, mivel 15 nulla majdnem úgy néz ki, mint 16, hacsak nincs egy nagyon pontos óránk.
Egy pontos óra segíthetne ezen a gondon, de meglehetősen drága megoldás lenne kommersz eszközöknél. Ne felejtsük el, hogy olyan adatkapcsolatokon mérjük a bitidőket, amelyek sok megabit/sec sebességgel működnek, tehát az óra eltérése a leghosszabb engedélyezett működés során is kevesebb lehetne a mikroszekundum tört részénél. Ez elfogadható lehetne lassú adatkapcsolatok vagy rövid üzenetek esetén, de ez nem egy általános megoldás.
Egy módszer lehet az, amikor egy külön órajelet küldenek a vevőnek. Egy másik órajelvezeték nem nagy probléma számítógépsínek vagy olyan rövid kábelek esetén, amelyekben sok vezeték fut párhuzamosan, de a legtöbb hálózati adatkapcsolat esetén ez pazarlás, hiszen ha lenne még egy vezetékünk jel küldésére, akkor azt akár már adat továbbítására is használhatnánk. Ügyes trükk lehet az órajel és az adatjel kizáró vagy (xor) kapcsolatba hozása, és így már nem szükséges egy külön vezeték. Az eredmény a 2.20(d) ábrán látható. Az óra bitidőnként egy órajel-átmenetet állít elő, vagyis a bitsebesség kétszeresével működik. Amikor az órajel kizáró vagy kapcsolatba kerül a 0 szinttel, akkor egy L-H jelátmenetet hoz létre, ami egyszerűen az órajel. Ez a jelátmenet egy logikai 0. Amikor az órajel kizáró vagy kapcsolatba kerül az 1-es szinttel, akkor megfordul és egy H-L jelátmenet jön létre. Ez a jelátmenet egy logikai 1-es. Ezt a sémát Manchester-kódolásnak hívjuk, és a klasszikus Ethernethez használták.
A Machester-kódolás hátránya, hogy az órajel miatt kétszer akkora sávszélességet igényel, mint az NRZ, és már megtanultuk, hogy a sávszélesség gyakran számít. Egy másik módszer azon az elképzelésen alapul, hogy az adatkódolásnál kell biztosítani, hogy elég átmenet legyen a jelben, tekintettel arra, hogy az NRZ-nek csak 0-k és 1-esek hosszú sorozata esetén vannak órajel-visszaállítási problémái. Ha gyakoriak az átmenetek, akkor a vevőnek egyszerű szinkronban maradni a bejövő szimbólumfolyammal.
Első lépésként egyszerűsíthetjük a helyzetet azzal, hogy az 1-est átmenetként, a 0-t pedig nem átmenetként kódoljuk, vagy fordítva. Ezt a kódolást NRZI-nek (Non-Return-to-Zero Inverted – invertált nullára vissza nem térő) nevezzük. Erre példát a 2.20.(c) ábrán láthatunk. A számítógépes perifériák csatlakoztatásához használatos népszerű USB- (Universal Serial Bus – univerzális soros sín) szabvány NRZI-kódolást használ, amelynek használatával az 1-esek hosszú sorozata nem jelent gondot.
Természetesen a 0-k hosszú sorozata még mindig megoldandó problémát okoz. Ha mi lennénk a telefontársaság, akkor egyszerűen csak megkövetelnénk, hogy a küldő ne továbbítson túl sok 0-t. A régebbi, USA-ban használt digitális telefonvonalak, név szerint a T1 vonalak esetében valóban előírták a megfelelő működéshez, hogy nem küldhető egymás után 15-nél több 0. A probléma tényleges megoldása érdekében megtörhetjük a 0-k sorozatát a továbbítandó bitek kisebb csoportjaira történő leképezéssel úgy, hogy az egymás utáni 0-k csoportjai kicsivel hosszabb mintákba kerülnek leképezésre, amelyekben nincs túl sok egymást követő 0.
Ennek elérésére egy jól ismert kódolás a 4B/5B. Minden 4 bitnek egy 5 bites mintát feleltetünk meg egy rögzített leképezési táblával. Az ötbites mintára azért esett a választás, mert így soha nem lesz több mint három egymást követő 0. A leképezés a 2.21. ábrán látható. Ez a séma 25% többletet jelent, ami jobb, mint a Manchester-kódolás 100%-os többlete. Mivel 16 bemeneti és 32 kimeneti kombináció van, ezért néhány kimeneti kombináció nincs használatban. Félretéve a túl sok egymás utáni 0-t tartalmazó kombinációkat, még mindig marad néhány kód. Ráadásul ezeket a nem adat jellegű kódokat arra is használhatjuk, hogy a fizikai réteget vezérlő jeleket ábrázoljanak. Például, néhány esetben az „11111” egy tétlen vonalat jelent, az „11000” pedig egy keret kezdetét jelzi.
Alternatív megközelítés, hogy az adatok véletlenszerűnek tűnjenek, rejtjelezés néven ismert. Ebben az esetben nagyon valószínű, hogy gyakori átmenetek várhatók. A rejtjelező (scrambler) úgy működik, hogy továbbítás előtt kizáró vagy kapcsolatba hozza az adatot egy ál-véletlensorozattal. Ez a keverés annyira véletlenszerűvé teszi az adatot, amennyire az ál-véletlensorozat az (feltételezve, hogy a keverés független az ál-véletlensorozattól). A vevő aztán kizáró vagy kapcsolatba hozza a beérkező biteket ugyanazzal az ál-véletlensorozattal, hogy visszaállítsa a valódi adatot. A gyakorlati használhatóság érdekében jó, ha az ál-véletlensorozat egyszerűen létrehozható. Gyakran megadják egy egyszerű véletlenszám-generátor kezdeti értékét.
A rejtjelezés előnyös, mert nem okoz sávszélesség- vagy időtöbbletet. Ami azt illeti, gyakran segít kondicionálni a jelet, hogy ne azokban a domináns frekvenciakomponensekben legyen az energiája, amelyeket az ismétlődő adatminták okoznak, ami esetleg elektromos interferenciát okoz. A rejtjelezés azért is segít, mert a véletlenszerű jelek általában „fehérek”, vagyis az energiájuk a frekvenciakomponenseken egyenletesen szétterül.
A rejtjelezés azonban nem garantálja, hogy nem lesznek hosszú sorozatok. Időnként lehetséges, hogy nem lesz szerencsénk. Amennyiben az adat ugyanaz, mint az ál-véletlensorozat, a kizáró vagy kapcsolat eredménye 0. Ez a végeredmény nehezen jelezhető előre, hosszú ál-véletlensorozatnál nem fordul elő gyakran. Rövid vagy megjósolható ál-véletlensorozattal azonban rosszindulatú felhasználók számára lehetségessé válhat olyan bitminták küldése, amelyek rejtjelezését követően a hosszú 0 sorozat áll elő, és ez a kapcsolat meghibásodását okozza. Ez volt a hibája a telefonhálózatokban IP-csomagoknak SONET-adatkapcsolatokon keresztül történő küldésével kapcsolatos korábbi verziós szabványoknak [Malis és Simpson, 1999]. A felhasználók „gyilkos csomagokat” tudtak küldeni, amelyek garantáltan problémákat okoztak.
Azokat a jeleket, amelyeknek még rövid időtartam alatt is ugyanakkora pozitív feszültsége van, mint negatív, kiegyensúlyozott jeleknek (balanced signals) hívjuk. Az átlaguk nulla, ami azt jelenti, hogy nincs egyenáramú (DC) összetevőjük. Az egyenáramú összetevő hiánya előny, mert néhány csatorna, mint például a koax kábel vagy a transzformátorral ellátott vezetékek, fizikai tulajdonságaiknak köszönhetően erősen csillapítják az egyenáramú összetevőt. Továbbá, az egyik, kapacitív csatolásnak nevezett mód, amivel a vevőt összekapcsoljuk a csatornával, csak a jel váltóáramú (AC) részét továbbítja. Bármely olyan esetben, ha olyan jelet küldünk, aminek az átlaga nem nulla, csak pazaroljuk az energiát, hiszen az egyenáramú összetevő kiszűrésre kerül.
A kiegyensúlyozás segít abban, hogy átmenetet biztosítsunk az órajel visszaállítására, hiszen mind a pozitív, mind a negatív feszültség jelen van. Egyszerű lehetőséget ad a vevők kalibrálására is, mivel a jelek átlaga mérhető és döntési küszöbértékként használható a szimbólumok dekódolásához. Kiegyensúlyozatlan jelek esetén a sűrűn ismétlődő 1-esek miatt például az átlag eltolódhat a valódi döntési szinttől, ami több szimbólum hibás kódolását okozná.
A kiegyensúlyozott kód előállításának lényegre törő módja az, ha két feszültségszintet használunk a logikai 1-es ábrázolására (mondjuk +1 V-ot és –1 V-ot), valamint 0 V-ot a logikai nulla ábrázolására. Az 1-es bit küldésekor az adó váltakozva a +1 V és a –1 V feszültségszinteket használja, így tehát az egymás után küldött jelek átlaga nulla lesz. Ezt a sémát bipoláris kódolásnak hívjuk. Telefonhálózatokban AMI-nak (Alternate Mark Inversion – alternáló jelinvertálás) hívják, arra a régi terminológiára építve, amiben az 1-et „mark”-nak (jelnek), a 0-t pedig „space”-nek (jelhiánynak) nevezik. Ennek egy példája látható a 2.20.(e) ábrán.
A bipoláris kódolás feszültségszintet használ az egyensúly eléréséhez. Alternatívaként használhatjuk például a 4B/5B leképezést az egyensúly eléréséhez (akárcsak az átmeneteket az órajel helyreállításához). Erre a fajta kiegyensúlyozott kódolásra példa a 8B/10B vonali kód, ami 8 bit bemenetet képez le 10 bit kimenetre, tehát 80%-os hatékonyságú csakúgy, mint a 4B/5B vonali kód. A 8 bitet egy 5 bites és egy 3 bites csoportra bontjuk fel, amelyek közül az előbbit 6 bitre, az utóbbit pedig 4 bitre képezünk le. A 6 bites és a 4 bites szimbólumokat ezután összekapcsoljuk. Minden csoportban néhány bemeneti minta leképezhető kiegyensúlyozott kimenti mintává, amikben ugyanannyi 0 és 1-es van. Például a „001”-et leképezi „1001”-re, ami kiegyensúlyozott. De nincs elegendő kombináció minden kimeneti minta kiegyensúlyozásához. Ezekre az esetekre, minden bemenő mintát két kimenő mintára képezünk le. Egyik kap egy extra 1-est, míg a másodlagos minta egy extra 0-t. Például, a „000”-t leképezzük „1011”-re és az azt kiegészítő „0100”-ra is. Mivel a bejövő biteket kimenő bitekké képezzük le, a kódoló megjegyzi a korábbi szimbólum diszparitását. A diszparitás a 0-k és az 1-esek száma összesen, aminél a jel kiegyensúlyozatlan. A kódoló ez után kiválaszt egy kimeneti mintát vagy annak másodlagos mintáját, hogy csökkentse a diszparitást. A 8B/10B kódolás esetén a diszparitás legfeljebb 2 bit lesz. Így a jel soha nem kerül messze a kiegyensúlyozottól. Továbbá, soha nem lesz 5-nél több egymást követő 1-es vagy 0, hogy az órajel visszaállítását is segítse.
Gyakran olyan frekvenciatartományt szeretnénk használni információ csatornán keresztüli küldéséhez, ami nem nullánál kezdődik. A vezeték nélküli csatornák esetén nem praktikus nagyon kis frekvenciájú jelek küldése, mert az antenna átmérőjének mérete egyenlő a jel hullámhosszának hányadosával, ami kisfrekvencián nagyon nagy lesz. Mindenesetre, a jogszabályi feltételek és az interferencia elkerülésének szükségessége határozza meg általában, hogy milyen frekvenciát választunk. Még vezetékek esetében is hasznos egy adott frekvenciasávba helyezni a jelet, mert így a különböző jelek egyszerre lehetnek jelen a csatornán. Ezt a fajta átvitelt áteresztő sávú átvitelnek nevezzük, mert a jel továbbítására egy tetszőleges frekvenciasávot használunk.
Szerencsére a fejezet korábbi részeiből származó alapvető eredményeink sávszélességben vagy a frekvenciasáv szélességében vannak megadva. Az abszolút frekvenciaértékek nem számítanak az átviteli kapacitás vonatkozásában. Ez azt jelenti, hogy vehetünk egy alapsávi
jelet, ami 0-tól B Hz-ig tart, és eltolhatjuk úgy, hogy egy S-től 
Hz-ig tartó áteresztősávot foglaljon el anélkül, hogy megváltozna a hordozott információ mennyisége még akkor is, ha a jel másképp fog kinézni. Hogy feldolgozzuk a jelet a vevőnél, visszatolhatjuk azt az alapsávig, ahol a szimbólumok egyszerűbben detektálhatók.
A digitális moduláció áteresztő sávú átvitellel valósul meg az áteresztősávban elhelyezkedő vivőjel változtatásával vagy modulálásával. Modulálhatjuk a vivőjel amplitúdóját, frekvenciáját vagy a fázisát. Ezeknek a módszereknek van megfelelő neve. Az ASK (Amplitude Shift Keying – amplitúdóbillentyűzés) esetében két különböző amplitúdót használunk a 0 és az 1 ábrázolására. A 2.22.(b) ábrán egy olyan példa látható, ahol az egyik szint nullától különböző, a másik pedig nulla. Kettőnél több szint több szimbólum ábrázolására használható. Ehhez hasonlóan, az FSK (Frequency Shift Keying – frekvenciabillentyűzés) esetében kettő vagy több különböző frekvencia használatos. A 2.21.(c) ábrán látható példa csak két frekvenciát használ. A PSK (Phase Shift Keying – fázisbillentyűzés) legegyszerűbb formájában a vivőhullám fázisszögét szisztematikusan 0 vagy 180 fokkal eltolják minden egyes szimbólumperiódusban. Mivel két fázis van, ezt a modulációt BPSK-nak (Binary Phase Shift Keying – bináris fázisbillentyűzés) hívják. A bináris szó itt a két szimbólumra utal, nem arra, hogy a szimbólumok két bitet ábrázolnak. Erre példa a 2.22.(c) ábrán látható. Egy, a csatorna sávszélességét jobban kihasználó séma, ha négy fázisszöget használunk, például 45, 135, 225 és 315 fokot, amikor szimbólumonként 2 bitnyi információt vihetünk át. Ezt a verziót QPSK-nak (Quadrature Phase Shift Keying – kvadratúra fázisbillentyűzés) hívjuk.
2.22. ábra - (a) bináris jel, (b) amplitúdóbillentyűzés, (c) frekvenciabillentyűzés, (d) fázisbillentyűzés
Ezek a sémák kombinálhatók és használhatunk több szintet, hogy szimbólumonként több bitet továbbíthassunk. Mivel a frekvencia és a fázis összefügg, ezért egyszerre csak az egyik modulálható, lévén a frekvencia a fázis időbeli változásának sebessége. Általában az amplitúdóbillentyűzést és a fázisbillentyűzést kombinálják. A 2.23. ábrán három példa látható. Mindegyik példánál a pontok az egyes szimbólumokhoz tartozó megengedett amplitúdó- és fáziskombinációt mutatják. A 2.23.(a) ábrán egyenlő távolságra elhelyezkedő pontokat látunk, 45, 135, 225, és 315 fokoknál. A fázisszöget a pontot az origóval összekötő egyenes és a pozitív x tengely által bezárt szög mutatja. Az amplitúdó az origótól való távolság. Ez az ábra a QPSK-t ábrázolja.
Ezt a fajta diagramot konstellációs diagramnak vagy csillagképdiagramnak (constellation diagram) hívják. A 2.23.(b) ábrán egy sűrűbb konstellációjú modulációs sémát láthatunk. Az amplitúdók és a fázisok tizenhat kombinációja kerül felhasználásra, tehát a modulációs séma szimbólumonként 4 bit továbbítására használható. Ezt QAM-16-nak hívják, ahol a QAM a kvadratúra amplitúdómoduláció (Quadrature Amplitude Modulation) rövidítése. A 2.23.(c) ábra egy még sűrűbb modulációs séma 64 különböző kombinációval, így szimbólumonként 6 bit továbbítható. Ennek a neve QAM-64. Ennél magasabb rendű QAM-ek is használatosak. Ahogy az már sejthető ezekből a konstellációkból, egyszerűbb olyan elektromos eszközöket készíteni, amelyek az egyes tengelyek értékeinek, és nem az amplitúdó és a fázisértékek kombinációjából állítják elő a szimbólumokat. A minták ezért néznek ki úgy, mint a négyzetek és nem úgy, mint a koncentrikus körök.
Az eddig látott konstellációk nem mutatják meg, hogy a bitek miként vannak hozzárendelve a szimbólumokhoz. A hozzárendelés során fontos szempont, hogy egy kis zajlöket a vevő oldalán ne vezessen sok bithibához. Ez megtörténhet, ha egymást követő bitértékeket rendelünk a szomszédos szimbólumokhoz. Ha a QAM-16 esetén például egy szimbólum jelképezi a 0111-et és a szomszédos szimbólum pedig az 1000-át, ha a vevő hibásan a szomszédos szimbólumot veszi le, akkor ez azt okozza, hogy minden bit rossz lesz. Jobb megoldás az, amikor a bitek szimbólumokká történő leképezése úgy megy végbe, hogy a szomszédos szimbólumok csak 1 bitpozícióban térnek el. Ezt a fajta leképezést Gray-kódnak nevezzük. A 2.24. ábrán egy olyan QAM-16-os csillagkép látható, amelyen Gray-kódolást alkalmaztak. Most, ha a vevő a hibás szimbólumot dekódolja, akkor ez csak egyetlen bithibát okoz abban az elvárt esetben, ha a kódolt szimbólum közel áll a továbbított szimbólumhoz.
Az eddig látott modulációs sémák egy jel küldését tették lehetővé a bitek vezetékes vagy vezeték nélküli összeköttetésen történő továbbításához. A méretezés gazdaságossága azonban fontos szerepet játszik a hálózatok használatában. Két iroda között lényegében ugyanannyiba kerül a nagy sávszélességű átviteli vonal telepítése és fenntartása, mint a kis sávszélességűé (azaz a költség az árok kiásásából ered, nem abból, hogy milyen típusú kábelt vagy üvegszálat fektetnek bele). Következésképpen multiplexelési sémák kerültek kialakításra, hogy meg lehessen osztani a vonalat több jel között.
A frekvenciaosztásos multiplexelés (Frequency Division Multiplexing, FDM) az áteresztő sávú átvitel előnyeit használja ki a csatorna megosztásához. A frekvenciatartományt felosztja frekvenciasávokra, ahol minden felhasználó kizárólagosan birtokol bizonyos sávot a jel küldéséhez. Az AM-rádiószórás illusztrálja az FDM-et. A rendelkezésre álló frekvenciatartomány körülbelül 500 és 1500 kHz közé eső, nagyjából 1 MHz-es sáv. A különböző logikai csatornákhoz (állomásokhoz) különböző frekvenciákat rendelnek hozzá oly módon, hogy minden csatorna a rendelkezésre álló frekvenciatartománynak csak egy kis részét veszi igénybe, és a csatornák frekvenciája között elég nagy a távolság ahhoz, hogy ne zavarják egymás adásait.
Részletesebb példát a 2.25. ábra mutat, hogy a frekvenciaosztással hogyan lehet három, beszédátvitelre szánt telefonvonalat egy csatornára multiplexelni. Hangcsatornák esetén a szűrők a rendelkezésre álló sávszélességet körülbelül 3100 Hz-re korlátozzák. Ha több csatornát multiplexelnek össze, akkor a csatornák megfelelő szétválasztása érdekében 4000 Hz-et biztosítanak minden csatorna számára. A többletet védősávnak (guard band) nevezik. Ez biztosítja a csatornák megfelelő elkülönítését. Először a hangcsatornák frekvenciáját tolják el, mindegyiket különböző mértékben. Ezt követően összefogják, nyalábolják a csatornákat, mivel minden csatorna máshol helyezkedik el a frekvenciatartományban. Meg kell azonban jegyeznünk, hogy bár a sávok között van valamekkora távolság, a szomszédos csatornák mégis átlapolódnak egy kicsit, mivel a szűrők nem vágnak élesen. Ez az átlapolódás azt jelenti, hogy ha az egyik csatorna szélén megjelenik egy nagy tüske, akkor a szomszédos csatorna azt nem termikus zajnak fogja érzékelni.
2.25. ábra - Frekvenciaosztásos multiplexelés. (a) Az eredeti sávszélességek. (b) Növelt frekvenciájú sávszélességek. (c) Multiplexelt csatorna
Évek óta ezt a sémát használják a hívások multiplexelésére a telefonos rendszerekben, de manapság az időosztásos multiplexelést részesítik előnyben. Az FDM-et azonban továbbra is használják telefonos hálózatokban, valamint mobiltelefon-, földfelszíni vezeték nélküli és műholdas hálózatokban, finomabb felosztás esetén.
Digitális adatok küldésekor a frekvenciasáv hatékonyan felosztható védősávok alkalmazása nélkül. Az OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing – ortogonális frekvenciaosztásos multiplexelés esetén a csatorna több alvivőre (subcarrier) van felosztva, amelyek függetlenül küldenek adatokat (például QAM-mel). Az alvivők szorosan helyezkednek el a frenvenciatartományban. Ezért az egyes alvivőkből származó jelek a szomszédos tartományba is átérnek. Ahogy azonban a 2.26. ábrán is látható, az egyes alvivők frekvenciaválaszát úgy tervezték meg, hogy a szomszédos alvivők közepén az értékük nulla legyen. Ezért az alvivők mintavételezhetők a középfrekvenciáikban anélkül, hogy a szomszédaikkal interferálnának. Ahhoz, hogy ez működjön, védőidő szükséges a szimbólumjelek egy részének megismétléséhez, így meglesz a kívánt frekvenciaválasz. Ez a többletterhelés azonban sokkal kisebb, mint ami a sok védősávhoz szükséges.
Az OFDM ötlete már régen felmerült, de csak az utolsó évtizedben kerültek széles körben alkalmazásra, miután felismerték, hogy hatékonyan megvalósítható a digitális adatoknak az összes alvivő fölötti Fourier-traszformációjával (ahelyett, hogy minden alvivőt külön modulálnának). Az OFDM-et a 802.11, a kábelhálózatok és az elektromos hálózatok használják és a 4. generációs mobiltelefon-rendszerekhez tervezik használni. Általában a digitális információ nagy sebességű folyamát felosztják sok kisebb sebességű folyamra, amelyek párhuzamosan kerülnek átvitelre az alvivőkön. Ez a felosztás azért hasznos, mert a csatorna csillapításai egyszerűbben kezelhetők alvivő szinten. Néhány alvivő nagyon erősen csillapodhat, és kikerülhet azok közül az előnyben részesített alvivők közül, amelyek jól vehetők.
Az FDM egyik alternatívája az időosztásos multiplexelés (Time Division Multiplexing, TDM). Itt a felhasználók körforgó módszerrel változnak, mindegyik felhasználó adott időközönként megkapja a teljes sávszélességet egy kis időre. A 2.27. ábra 3 folyam TDM-mel történő multiplexelésére mutat példát. Az egyes bemeneti folyamoktól érkező bitek rögzített időszeletet kapnak és egy csoportosított folyamba kerülnek a kimeneten. Ez a folyam az egyéni folyamok összegzett sebességével fut. Ahhoz, hogy ez működjön, a folyamoknak időben szinkronizáltnak kell lenniük. A védő-frekvenciasávhoz hasonlóan védőidő (guard time) is alkalmazható a kis időzítési eltérésekhez való alkalmazkodás érdekében.
A TDM-et gyakran a telefon- és mobiltelefon-hálózatok részeként használják. A félreértések elkerülése érdekében tisztázzuk, hogy ez nagyban különbözik az alternatív STDM-től (Statistical Time Division Multiplexing – statisztikai időosztásos multiplexelés). A „statisztikai” előtag azt jelzi, hogy az egyéni folyamok nem rögzített ütemezés szerint járulnak hozzá a multiplexelt folyamhoz, hanem az igényük statisztikája alapján. Az STDM másik neve a csomagkapcsolás.
Van egy harmadik típusú multiplexelés, amely teljesen másképp működik, mint az FDM és a TDM. A CDM (Code Division Multiplexing – kódosztásos multiplexelés) a szórt spektrumú kommunikáció egy formája, amelyben a keskeny sávú jel szélesebb frekvenciasávban terjed. Ez jobb interferenciatűrést biztosít, és lehetővé teszi, hogy különböző felhasználók jelei ugyanazt a frekvenciasávot használják. Mivel a kódosztásos multiplexelést általában az utóbbi célra használják, ezt általában CDMA-nak (Code Division Multiple Access – kódosztásos többszörös hozzáférés) hívják.
A CDMA minden állomás számára teljes időben a teljes frekvenciasávban történő átvitelt teszi lehetővé. A több párhuzamos átvitelt kódolással választják szét. Mielőtt belevágnánk az algoritmus leírásába, vegyünk egy hasonlatot: repülőtéri váró, amelyben rengeteg pár beszélget. A TDM annak felel meg, mintha a párok egymás után beszélnének. Az FDM olyan, mintha az emberek különböző hangmagasságokban beszélnének, ki magas hangon, ki mélyen, de minden pár egyszerre, egymástól teljesen függetlenül folytat párbeszédet. A CDMA ahhoz hasonlít, mintha minden pár egyszerre beszélne, de más-más nyelven. A franciául beszélő páros csakis a francia nyelvre figyel, és minden egyebet zajként kezel. Ennek megfelelően a CDMA kulcsa az, hogy képesek legyünk kiszűrni a hasznos jelet, miközben minden egyebet eldobunk, mintha véletlenszerű zaj lenne. A következőkben a CDMA-ról egy leegyszerűsített leírást adunk.
CDMA esetén minden bitidőt m rövid intervallumra, úgynevezett töredékre (chip) osztanak. Tipikusan 64 vagy 128 töredék van bitenként, de a példánkban az egyszerűség kedvéért csak 8 töredék/bitet használunk. Minden állomáshoz egy m bites kód, más néven töredéksorozat (chip sequence) tartozik. Oktatási célból érdemes bipoláris (két feszültségszintet használó) jelölést alkalmazni ezeknek a kódoknak –1 és +1-ből álló sorozattal történő leírásához. A töredéksorozatokat zárójelbe írjuk.
Egy 1-es bit elküldéséhez az állomás elküldi a saját töredéksorozatát. Ha 0-t akar továbbítani, akkor a töredéksorozatának egyes komplemensét küldi el. Semmilyen egyéb minta használata nincs megengedve. Ilyen módon 
esetén, ha az A állomás töredéksorozata (–1 –1 –1 +1 +1 –1 +1 +1), akkor 1-es bit küldéséhez ezt a töredéksorozatot, 0-s bit továbbításához pedig a (+1 +1 +1 –1 –1 +1 –1 –1) sorozatot használja. Valójában csak jelek kerülnek elküldésre ezzel a feszültségszinttel, de számunkra ez elég, hogy sorozatokban gondolkozzunk.
Ha a továbbítandó információ mennyiségét b b/s-ról mb töredék/s-ra növeljük minden állomásnál, akkor a CDMA által igényelt sávszélesség is m-szeresére növekszik a CDMA-t nem használó állomás által igényelt sávszélességhez képest (amennyiben sem a moduláción, sem a kódolási eljáráson nem változtatunk). Ha 100 állomás számára egy 1 MHz-es sáv áll rendelkezésre, akkor FDM-technikával mindegyiknek 10-10 kHz áll rendelkezésére, így 1 bit/Hz-cel számolva 10 kb/s-mal adhatnak. CDMA használata esetén minden állomás számára rendelkezésre áll az egész 1 MHz-es sáv, így a töredéksebesség 100 töredék/bit ahhoz, hogy az állomás 10 kb/s-os sebességét szétszórjuk a csatornán.
A 2.28.(a) és (b) ábrán a négy példaállomáshoz rendelt töredéksorozatot mutatunk be, valamint az általuk ábrázolt jeleket. Minden állomás saját egyedi töredéksorozattal rendelkezik. Használjuk az S jelölést az S állomás m töredéksorozatára, valamint 
jelölést a sorozat negáltjára. A töredéksorozatoknak páronként ortogonálisaknak kell lenniük, vagyis minden S és T párra a normalizált skaláris szorzatnak (amit az 
jelöl) 0-nak kell lennie. Az ilyen ortogonális töredéksorozat előállításához használt metódust Walsh-kódnak nevezzük. Matematikai összefüggésekkel kifejezve a töredéksorozatok ortogonalitása:
Vagyis, ahány töredékpár egyezik, annyinak kell különböznie is a sorozatokban. A későbbiekben döntő jelentőségű lesz az ortogonális tulajdonság. Vegyük észre, hogy amennyiben 
, akkor 
szintén 0! Minden töredéksorozatra igaz, hogy az önmagával számított normalizált skaláris szorzata 1:
Ez azért van így, mert az m összetevő mindegyike 1, így az összegük m. Vegyük észre azt is, hogy 
2.28. ábra - (a) Négy állomás töredéksorozata. (b) A sorozatok által ábrázolt jelek. (c) Hat példaátvitel. (d) C állomás jelének visszaállítása
Egy bitidő alatt minden állomásra igaz, hogy vagy 1-es bitet küld töredéksorozatának továbbításával, vagy 0-s bitet küld a töredéksorozat negáltjának továbbításával, vagy egyszerűen csendben marad, vagyis semmit sem továbbít. Pillanatnyilag tekintsük úgy, hogy minden állomás szinkronban van, így mindegyik töredéksorozat ugyanabban a pillanatban kezdődik. Amikor kettő vagy több állomás egyszerre ad, akkor a bipoláris jeleik lineárisan összeadódnak. Ha például egy töredékperiódus alatt három állomás +1-et, egy pedig –1-et ad, akkor az eredmény +2 lesz. Úgy is gondolhatunk erre, mint feszültségek összegére: három állomás +1 voltot, egy pedig –1 voltot ad a kimenetén, ami 2 voltot eredményez. A 2.28.(c) ábrán hat olyan példát láthatunk, amelyek egy vagy több állomás egyidejű forgalmazása mellett jöttek létre. Az első példában a C állomás ad 1-es bitet, így egyszerűen C saját töredéksorozatát kapjuk meg. A második példában B és C egyaránt 1-es bitet adnak, így a bipoláris töredéksorozatuk összegét kapjuk, részletezve:
(–1 –1 +1 –1 +1 +1 +1 –1) + (–1 +1 –1 +1 +1 +1 –1 –1) = (–2 0 0 0 +2 +2 0 –2)
Ahhoz, hogy egy adott állomás által generált bitsorozatot visszaállíthassunk, ismernünk kell még annak töredéksorozatát. A visszaállítás elvégezhető, ha a vett sorozat (az összes forgalmazó állomás jeleinek lineáris összege) és a figyelni kívánt állomás töredéksorozatának normalizált skaláris szorzatát képezzük. Ha tehát a vett sorozat S, a vevő pedig a C töredéksorozatú állomásra figyel, akkor egyszerűen kiszámítja az 
normalizált skaláris szorzatot.
Ahhoz, hogy megértsük, hogyan működik az eljárás, tegyük fel, hogy egyszerre A és C 1-et, míg B 0-t küld! A vevő az 
sorozatot látja, és a következő számítást végzi:
Az első két tag eltűnik, mivel a töredéksorozatokat előrelátóan, a (2.5) képletnek megfelelően, páronként ortogonálisnak választottuk meg. Most már érthető, miért is volt olyan fontos ez a tulajdonság a töredéksorozatok megválasztásánál.
Azért, hogy egyértelművé tegyük a dekódolás menetét, vegyük ismét elő a 2.28.(d) ábra hat példáját! Tegyük fel, hogy a vevő mind a hat összegzett kódból 
a C állomás által küldött biteket szeretné kinyerni! Kiszámítja a vett S sorozatok és a 2.28.(a) ábra C töredéksorozatának skaláris szorzatait, majd veszi ezek 1/8-át, mivel jelen esetben 
. A példa tartalmaz olyan eseteket, amikor a C csendes, amikor 1 bitet küld, és amikor 0 bitet küld, önmagában és más átvitelekkel kombinálva. Mint láthatjuk, minden alkalommal a helyes bitet sikerült dekódolni. Tisztára olyan, mintha franciául beszélnénk!
Elméletben elegendő kapacitás esetén a vevő az összes adóra egyszerre tud figyelni, ha mindegyikre egyszerre futtatja a dekódoló algoritmust. Ezt azonban könnyebb mondani, mint a valós életben megvalósítani, és hasznos tudni, hogy melyik adó adhat éppen.
A tanulmányozott ideális, vagyis zajmentes CDMA-rendszerben a párhuzamosan adó állomások száma korlátlanul nagy lehet, hosszabb töredéksorozatok használatával. 
állomás esetén a Walsh-kód 
darab 
hosszúságú ortogonális töredéksorozatot tud biztosítani. Jelentős korlátozás azonban, hogy szinkronizált vevőket feltételeztünk. A szinkronizálás közel sem igaz néhány alkalmazás esetén, mint például mobiltelefon-hálózatok esetén (amelyekben az 1990-es évek elejétől kezdve a CDMA-t széles körben alkalmazzák). Ez különböző kialakításokhoz vezet. Ehhez a témakörhöz ebben a fejezetben később még visszatérünk és leírjuk, hogy az aszinkron CDMA miben különbözik a szinkron CDMA-tól.
A CDMA-t mobiltelefon-hálózatok mellett a műholdak és kábelhálózatok is használják. A rövid bevezetőben számos, problémát okozó tényezővel nem foglalkoztunk. Részletesebb leírást Viterbi [1995], valamint Lee és Miller [1998] munkája tartalmaz. Ezeknek a hivatkozott munkáknak a megértéséhez azonban jelentős mennyiségű távközlési alapismeret szükséges.